HV9910

Автор предупреждает! Статья не дописана! Данная статья не дописана и требует до- или, даже, переработки. Примеры и данные в этой статье могут быть не проверены, тесты не отлажены, а информация не действительна. Я постараюсь, чтобы таких статей было по-меньше, но пока они есть. Смотрите: NikiWiki:Отказ от ответственности

HV9910 - микросхема, позволяющая построить драйвер светодиодов с минимальным количеством компонентов, рассчитанный на продолжительную работу.

Введение

Моя задача - сделать драйвер с входным напряжением 48-60В и рассчитанным на питание светодиодных светильников с падением напряжения 24 вольта и током 350мА.

Вводные для конкретной задачи

Из стандарта мы узнаем, что напряжение питания при 48В должно быть в пределах 48...54,5, а при 60В - 60...68,1В. Исходя из этих параметров, попробуем рассчитать схему, с минимальным входным напряжением равным 45В (а вдруг что?), а максимальным - 68.1В. Номиналом примем 60В, которые у нас предусмотрены в узле связи.

Данные задачи в части входного напряжения:

Vnom.ac = 60V
Vmin.ac = 45V
Vmax.ac = 68,1V
freq = 0Hz (постоянный ток)

Измерив параметры светильника при помощи лабораторного блока питания, мы узнаем, что при 22 вольтах наступает стабилизация тока, т.е. блок переходит из режима регулировки напряжения в режим регулировки тока и при стабилизации тока на уровне 350-420мА - наблюдается максимально яркое свечение (визуально от 350 до 420мА почти не заметно, но люксометр говорит, что изменения есть, про изменения говорит и термометр, посему не будем перенапрягать светодиоды).

Данные задачи светодиодного светильника:

Vout.min = 22V
Vout.max = 24V
Iout.max = 350mA
ny (желаемая эффективность) = 0.9

Первые слова за КПД

Конечно, эффективность нам лучше выбрать 1. Но это вряд ли достижимо. Ведь потребление драйвера рассчитывается исходя из формулы:

IIN ≈ 1.0mA + QG * fS

Где 1.0mA - это потребляемая мощность самой микросхемы, f_S - частота переключения, а Q_G - время зарядки затвора полевого транзистора (его можно взять из описания конкретного полевика, так например для FQD8N25 это время составляет 12-15нС). Иными словами выходит:

1*Е-3 + 12Е-9 * 100Е3 = 2,2mA

Таким образом к 350мА требуемым для питания светодиодов надо прибавить 2.2мА, что составляет 0.63%. Иными словами, эффективность устройства уже не может быть выше 99.37%. И это при условии, что мы не учли остальных потерь, а почти 1% уже потеряли.

Первые выводы

Однако, в погоне за эффективностью, мы отмечаем для себя тот факт, что в формуле для расчета потребления драйвера фигурирует одна константа - потребление самой микросхемы и две переменных - частота преобразования и время зарядки затвора. И на последние два параметра мы можем повлиять, тем самым уменьшив затраты и, как следствие, повысив КПД.

Теория и расчеты

Шаг 1. Выбор частоты

Выбор резистора R₁ (согласно схеме AN-H48) определяет частоту преобразования. Частота преобразования влияет на выбор размера и типа входного конденсатора и индуктивности. Увеличение частоты влечет за собой уменьшение индуктивности, но увеличивает потери на переключение в масштабах всей сети. Утверждается (и это проверено на драйвере на LM393), что частота преобразований должна быть в пределах от 20 до 150кГц. Причем, чем больше входное напряжение - тем ниже частота преобразования для уменьшения потерь По данным из datasheet для сети с напряжением 110В "разумным" на взгляд разработчиков будет:

fs = 100kHz
R1228k

Однако, формулу расчетов нужно уточнять в том же datasheet. А datasheet говорит нам следующее: что резистор R₁ может быть подключен двумя вариантами:

• от пина RT на землю - режим постоянной частоты преобразования;
• от пина RT на GATE полевика - режим постоянного времени выключения;

Что это означает для приложения? А то, что в одном случае частота преобразования фиксирована, а в другом - время выключенности цепи. Зачем так сделано? А для того, чтобы была у пользователя возможность добиться максимальной эффективности при определенных параметрах. Главный и самый "страшный" из них - индуктивность. Подбирая постоянную времени когда полевик выключен можно добиться требуемых пульсаций тока светодиода в зависимости от того, сколько энергии успевает накопить конкретная индуктивность в конкретных условиях.

Так же, описание микросхемы нам говорит: "режим измерения постоянного пикового тока имеет врожденный недостаток - при величине рабочего цикла 0.5 возникают дополнительные гармонические колебания. Для исключения этого, в схему введена искусственная корректировка. Данного порока лишена схема с постоянной времени выключения, причем, в таком режиме схема практически не зависит от пульсаций входного напряжения".

То, что нам нужно! Вроде. Но вот как быть с индуктивностью в этом случае? "запасать" ее на какую частоту? Воропс!

Формула для расчетов постоянной времени такова:

tosc</sub) = ( R1 + 22 ) / 25

где сопротивление измеряется в кило омах, а время в микросекундах.

Формула, в зависимости от подключения резистора R₁ одна и та же, но в одном случае она определяет частоту (

freq = 1 / tosc</sub)

А в другом - постоянную времени выключения полевого транзистора. Во втором варианте частоту преобразования определить почти невозможно ибо она будет зависеть от входного напряжения, скорости нарастания тока на измерительном резисторе и т.п.

Таким образом для получения частоты преобразования равной 100кГц необходимо, чтобы время t_{osc</sub) было равным 10мкС и, следовательно сопротивление должно быть равным 228кОм.}

В дальнейшем частоту преобразования и, соответственно, выбор резистора, необходимо скорректировать для получения максимальной эффективности при минимизации габаритов катушки индуктивности.

Шаг 2. Выбор входного диодного моста

Вообще, этот пункт требуется при питании драйвера переменным током, при постоянном питании рассматривать диодный мост нет смысла.

Напряжение диодного моста определяется как

Vbridge = 1.5 * (&sqrt;2 * Vmax.ac)

Коэффициент 1.5 выбран из соображений безопасности и более чем адекватен. Для сетей с напряжением 220В следует, конечно, выбирать диодный мост на 400В.

Ток через диодный мост можно рассчитать по формуле:

Ibridge = ( Vout.max * Iout.max ) / (Vmin.dc * ny)

Установка в цепь резистора R_cold или термистора предотвращает ток зарядки конденсатора C₁ в момент пуска, но понижает общую эффективность системы в процессе работы. Формула для расчетов резистора такова:

Rcold = Vbridge / ( 5 * Ibridge )

Шаг 3. Выбор напряжения светодиодов

Одним из немаловажных условий эффективной работы конкретного драйвера (HV9910), должен служить тот факт, что минимальное входное напряжение должно быть в 2 раза больше напряжения светодиодов.

Vmin.dc = Vout.max * 2

Для моей схемы это будет

Vmin.dc = 22В * 2 = 44В

Т.е. пожелания производителя и требования задачи вполне подходящие.

При максимальном (и, на самом деле, рабочем) напряжении в 60В, мы можем запитать ленту с падением напряжения в 30В. Но пока нам это не требуется.

Шаг 4. Выбор емкостей конденсаторов C₁, C₂, C₃

Не следует рассматривать емкость C₁ как часть выходного фильтра выпрямителя. Данная емкость требуется и в случае питания постоянным и в случае питания схемы переменным напряжением. Расчеты при этом никак не меняются.

Существуют более точные формулы для расчета емкости конденсаторов, но, однако, это не говорит о том, что оценочная формула в купе со щедростью на емкость не дадут лучшего результата. Точные формулы нужны для экономии копеек при производстве, но разумный выбор емкости исходя из оценочных расчетов никто не отменял.

Минимальная емкость входного конденсатора может быть рассчитана по следующей формуле:

C1 = ( Vout.max * Iout.max ) / ( 2 * Vmin.ac2 - Vmin.dc2) * ny * freq )

Напряжение конденсатора должно быть как минимум на 10-12% выше, чем

Vmax C1 > &sqrt;2 * Vmax.ac

Причем, значение емкости и напряжения на которое рассчитан конденсатор выбирается как ближайшее большее из номиналов. Иными словами, если расчет показывает необходимую емкость в 26.45мкФ и напряжение 191В, то выбрать надо ближайший больший конденсатор - 33мкФ/250В.

При питании схемы постоянным напряжением, конденсатор C₁ не нужен вообще, хотя и рекомендован.

Подобные электролитические конденсаторы имеют высокое значение ESR и плохо фильтруют высокочастотные помехи создаваемые, в том числе, самим драйвером. Для устранения этого эффекта параллельно конденсатору C₁ устанавливают еще один, керамический. Его расчет производят по формуле:

C2 = ( Iout.max * 25 ) / ( Fs * 0.05 * Vmin.dc)

Рассчитаем значения конденсаторов для нашей задачи:

С1 = (68.1 * 0.35) / ( 2 * 482 - 482) = 100uF/100V
C2 = ( 0.35 * 25 ) / ( 100kHz * 0.05 * 22 ) = 0.79uF => 1uF

Как упомянуто в букваре, при питании постоянным напряжением, конденсатор C₁ не обязателен. Но, как мне кажется, желателен.

Для конденсатора C₃ все проще простого: это фильтрующий конденсатор, соответственно его емкость может находиться в пределах от 1 до 2,2мкФ на 16В

Шаг 5. Выбор индуктивности L₁

Расчет индуктивности напрямую влияет на пульсации тока светодиода. Уменьшение индуктивности и габаритов, соответственно, влечет за собой увеличение пульсаций. В примере из AN-H48 нам говорят, что надо принимать пульсацию равную +/-15%, т.е. суммарно 30%. В самых грубых, но все-таки, посчитанных по-науке драйверах, принимают допустимые пульсации в +/-30%, т.е. 60%. Однако, надо заметить, что такие "допущения" снижают срок жизни светодиодов и заметно снижают эффективность всей схемы.

Формула для расчетов индуктивности выглядит так:

L1 = ( Vout.max) * ( 1 - ( Vout.max / ( SQRT(2) * Vin.nom) ) ) / ( 0.3 * Iout.max * fs )

Формула для расчета пикового тока в катушке такова:

IL1peak = 1.15 * Iout.max

В нашем случае выходит:

L1 = (24 * ( 1 - (24 / SQRT(2) * 60 ))) / ( 0.3 * 0.35 * 100E3 ) = 1,65mH

Не слабо так, не микро, а мили Генри подавай. Да еще на такой ток. Что же это будет за сердечник и сколько витков?

При этом, ток катушки (пиковый) будет равен

IL1peak = 1.15 * 0.35 = 0.4A

Зато сечение проводника не супер-огромное должно быть. Но витков много. Сопротивление из-за этого возрастает и эффективность опять же падает.

Шаг 6. Выбор полевеого транзистора Q₁

Согласно требований безопасности напряжение транзистора должно быть в 1.5 раза выше максимально допустимого входного. Т.е., в нашем случае (зачем тут другие примеры?)

Vfet = 1.5 * (SQRT(2) * Vin.max) = 1.5 * 90.3 = 144.46В

Максимальный RMS ток через транзистор будет составлять 50% (поскольку рабочий цикл, предусмотренный разработчиками именно такой):

Ifet = Iout.max * SQRT(duty cycle) = 0.248A

Однако, выбор транзистора должен быть сделан с трехкратным запасом.

Ifet.max 3 * Ifet = 3 * 0.248A = 0.75A

Выходит, что нам предстоит выбрать N-канальный MOSFET, рассчитанный на напряжение в 150В и ток 0.75А - 1А.

Причем, для пущей эффективности нам нужно рассматривать еще и то, сколько и какую мощность позволяет рассеивать полевой транзистор при определенном дизайне его корпуса. Точнее не позволяет, а рассеивает. И в этом контексте - большой транзистор не лучше мелкого. Ибо, например, транзистор в корпусе ТО-220 может рассеивать 6 ватт, а в корпусе ТО-223 - всего 2 при удовлетворительных параметрах приложения.

Вообще, рекомендуется чтобы на транзисторе рассеивалось не более 3-5% общей выходной мощности.

Шаг 7. Выбор диода D₁

С выбором диода все не так сложно, а именно, его напряжение должно быть равно напряжению транзистора:

Vdiode = Vfet = 144.46В => 150В

Ток через диод будет вычисляться как:

Idiode = 0.5 * Iout.max = 0.5 * 0.35 = 0.175A

Разработчики рекомендуют выбирать диод на напряжение 300В и ток 1А, но, при этом, супер быстрый. С максимально коротким временем открытия и закрытия.

Шаг 8. Выбор токоизмерительного резистора

Тут все проще простого, но, формула опять с эмпирическими цифрами (а может я просто не знаю откуда они взялись?):

R2 = 0.25 / ( 1.15 * Iout.max )

Где 0.25 - это напряжение Vdd микросхемы HV9910, создаваемое ей самой из напряжения питания. А вот откуда взялся 1.15 - не совсем ясно, возможно это учет гистерезиса встроенного компаратора?

В нашем случае получается:

R2 = 0.25 / ( 1.15 * 0,35 ) = 0,62Ом

Мощность, рассеиваемая на резисторе, при этом будет равна:

PR2 = Iout.max2 * R2

В нашем случае:

PR2 = 0,352 * 0.62 = 0.07ватт

Т.е. один резистор 1206 вполне подойдет. Другое дело как его подобрать?

Например, если взять параллельно соединенные 3 резистора по 1.9Ом, то выходит где-то 0.63Ом результирующего сопротивления. Подбором можно добиться почти идеального сопротивления. Хотя, погрешность в 0.01ОМ мало влияет на результат ибо:

IR2 = 0.25 / 1.15 * R2

Т.е. в нашем случае:

IR2=0.62 = 0.25 / 1.15 * 0.62 = 0.3506A
IR2=0.63 = 0.25 / 1.15 * 0.62 = 0.3451A

Разница в 4-5мА - не столь существенна. Это что-то в районе 1.5-2% тока. Вообще ток светодиодов меньше номинала полезен для их срока эксплуатации, но оказывает еще и воздействие на соотношение мощности к световому потоку.

Выбор компонентов для конкретной реализации

Полевой транзистор

По всем параметрам подошел бы IRF7465PbF, однако, его